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D类助听器放大器


这个项目, D类助听器放大器 from 1983年,显示了如何制作一个有用的放大器,其为您提供极低的失真,同时节省电量。

该项目很有趣,因为它克服了低电压晶体管放大器的问题,即在0.7V大约0.7V时扭曲输出。

它通过使用D类放大器的脉冲宽度调制技术来解决它,它还解决了助听器的功率使用问题,因为D类是一个更有效的放大器。

D类助听器放大器的执行摘要

用于助听器的子母功率放大器,用于完全自包含和适合用户'S耳朵具有D类放大器级。通过将所有信号元素配置为数字单元,容易维持电路平衡。在低信号电平下保持低值的同时实现电池漏极的大量经济性。

振荡器频率由单电阻元件控制。放大器和可选的效率改善电感器可以完全适应于最先进的耳机壳体的电动机室的残余体积。

D类助听器放大器的背景

近年来,助听器及其相关的电池供电和放大器已经成功地小型化到它们可以完全佩戴在耳朵内的尺寸。这种类型的艺术单元的持续问题是失真功耗折衷。

更具体地,可以设计为传统等级的低失真单元,可以设计为提供适当的低输出信号变形,特别是在低水平下;然而,由于A类设备(并且特别是输出级)表现出非常低的功率效率,因此通过这种单元的伴随电池漏极耗尽非常高,需要频繁更换助听器电池。

在提高系统的整体功率效率的努力下,已经在输出级中使用B类放大电路的单元进行了手段。由于B类放大器,根据定义,在截止条件下空闲,简单B类电路的通常结果是,在低信号电平,遇到失真,这使得信号质量不希望地苛刻。

为了避免该问题,而是需要精心制定的平衡电路来均衡放大器电路的两半在高驱动电平方面的行为,并提供均匀的交叉特性。在实践中,这项要求使用本领域知识的那些众所周知的强反馈的使用,需要高增益电路,其在其上施加强反馈。

因此,存在强大的振荡可能性,这反过来经常需要使用几个微法的物理上大的反馈或去耦电容器。

一种过着有吸引力的,但迄今为止从不令人满意地完成,替代方案是使用脉冲宽度调制的D类放大系统,其中超声波矩形波形发生器的占空比响应于从听力接收的音频波形的瞬时幅度连续调整援助接收器。

由此产生的输出包含原始音频频率智能,以及超音速范围内的切换调制组件。尽管这种系统的特征在于低失真并且是高功率的,但是大量的电池功率在超声波开关调制部件中包含的损耗中表示。

此外,由于需要提供振荡器,开关调制器和固定电路的足够平衡所需的各种可调节部件,这种系统通常比直接的A类或B类系统更复杂。进一步的难度来源是由1.5伏的系统电池供电的要求。

向申请人'■知识,没有充分的低功耗,低失真等级D放大系统,其符合所有系统要求,并且还可以以足够小的尺寸制造,以允许制造助听器设计以适合耳朵。

因此,这种放大器将是本领域的有用和新颖的添加,特别是如果以容忍的电池漏极,小尺寸和低失真特性为特征。

D类助听器放大器摘要

根据该设计的特征,集成电路D级助听器功率放大器以在开关模式下驱动的互补金属氧化物半导体(CMOS)装置的优选形式中制造。在设计的优选形式中,必要的开关振荡器从配置为环形振荡器的三个级联CMOS切换阶段,为每个阶段有助于建立频率的总延迟的各个充电时间。

所有三个阶段都通过共源型电路中的可调节负载元件集体控制到基本相同的电荷和释放时间,所有六个共级载量元件由耦合的一对电流镜驱动,以在低电流漏极处保持对称操作。

通过将振荡器配置为以期望的开关频率的两倍工作,并且通过将振荡器输出除以整体级分隔器,保持振荡器输出波形的完整对称性而没有实质性循环漂移。通过使用这种电流镜来控制所有六个共源码负载元件,所有充电电流,并且因此可以通过单个电阻控制振荡的频率。

替代振荡器电路使用具有相似电流镜控制的CMOS驱动器晶体管,但是,通过控制源退化来确保电流限制。

根据设计的特征,由振荡器产生的超声方波通过偏置积分器馈送以在其输出处产生三角波形,其轴线通过施加到积分器的偏置,偏置是响应于从麦克风导出的输入波形产生。

从积分器上留下来自麦克风的音频信号的效果是将三角形波形的轴交叉从静止对称条件移位到不平衡状态,在符号和幅度中的不平衡量是连续变化的功能音频波形的幅度。

根据设计的特征,积分器输出波形的轴线用于控制连接以驱动耳机换能器的极性反转平衡CMOS开关驱动器的输出的时间和极性。由驾驶员产生的正极和负开关脉冲的持续时间根据积分器输出的轴线之间的时间延迟而变化,从而向耳机负载提供脉冲调制信号,该耳机负载具有表示的音频频带中的频谱表示的麦克风产生的波形。

根据设计的另一个特征,通过控制补充D.C中的单电阻的值来平衡开关驱动器输出。偏置网络提供零D.C.零音频信号条件下的输出电流,因此耳机负载可以直接耦合到切换驱动器的输出节点,而不需要插入的阻挡电容,这是通过在集成上的辅助网络中形成辅助网络来实现的,这是最有利的电路芯片载体在制造过程中。调整是通过单一电阻的修剪。

根据该设计的又一特征,在开关驱动器和耳机的输出之间插入了可选的反应滤波器,该滤波器具有从驱动器看的所得到的驾驶员负载在超音速切换上基本上纯粹感应。频率,从而将由超声波频率分量表示的基本上所有的功率谱返回到电源电池,而不是允许它们在接收器中消散,从而有助于整体系统功率漏极。

在本发明系统的两个实施例中,放大器和过滤器占据仅0.0007立方英寸的总体积。低水平的总电流漏极大约50微米,音频质量在低听力水平,其特征在于总谐波失真含量约为0.5%。 500 Herz和110dB声压级的畸变约为5%。

在设计的优选实施例中,放大器和可选的滤波器电感器都设置在接收器外壳本身的电动机舱内,使得放大器和过滤器无需额外的专用卷,完全包含在状态艺术换能器外壳。

D类助听器放大器的描述

虽然该设计易于以许多不同的形式对实施例敏感,但是在附图中示出并且在本文中将详细描述设计的优选实施例,以说明本公开将被认为是将本公开视为原则的示例设计且不旨在将设计的广泛方面限制在所示的实施例中。


图1:是放大器系统的功能框图,特别是振荡器,偏置积分器,开关驱动器和D类助听器放大器的输出滤波器的互连和功能

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本设计涉及助听器功率放大器,用于放大来自麦克风前置放大器的信号并将它们输送到耳机负载。无花果。附图说明图1是整个放大器系统的框图,具有当前设计的功率放大器系统封闭在矩形PA内。

通过麦克风M拾取的音频信号并由前置放大器PR放大,传统的SINSED设计,都被馈送到放大器输入端子"f"要被放大并发送到通过可选滤波器F连接的输出耳机E,以输出端子"e" and "d"。耳机E由包含在换能器壳体内的换能器电动机组成,适当地移植以与耳道连通。

在整个应用程序中的条款"earphone", "transducer", and "receiver"除非另有说明,否则将可互换地使用以表示在图1中用作功能上识别为耳机E的元件。 1。

1.2至1.5伏电池B为标有BP的系统正总线和标有BN的系统负总线。振荡器O也示意性地示出了图1和2中的两个实施例中。图2和3并进一步讨论了,从正面和负总线BP和BN绘制其功率,在其输出节点处产生"a"超声波频率的对称方波,并且其电压偏移从负总线BN的电位范围到正总线BP的电位。


图4是图4的偏置积分器,切换驱动器和滤波器电路的示意图。 1为D类助听器放大器

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因此,大约1.2至1.5伏幅度摆动在节点看到的输出波列中表示"a"。偏置积分器I,也在图2中示意性地示出。 4并进一步详细讨论,处理从节点接收的输入波形"a"在其输出节点处生成三角波形"c".

音频偏置信号表示从拾取麦克风导出的音频电压"M"通过电容器C1耦合到偏置节点"b",并导致通过输出节点的集成过程产生的三角波形的附加偏移"c"偏置积分器I.

用于完成此的子电路如图2所示。 4,并将进一步详细讨论。在没有从麦克风M的输出的情况下,来自节点的偏置积分器I的输出三角波形"c"对称地设置在幅度上"axis crossings".

术语"axis crossing"暂时将用于通过两个功率总线BP和BN的电位之间的阈值电位值中途表示波形交叉偏移,即相对于负总线大约0.6伏正极。从前置放大器PR接收的音频偏置信号将导致节点上看到的三角波形"c"响应于此向上和向下移动,以便将轴线之间的时间间隔换档。

切换驱动器D,也在图2中示意性地示出。 4并进一步详细讨论,在系统总线BP和BN上连接,并从中导出其电源,以其输入信号在输出节点开发的波形之下"c"偏置积分器,并切换地连接其输出节点"e" and "d"在正轴交叉之间的时段之间的持续时间内分别对正极和负供应总线BP和BN。

在负轴交叉之间的时段,节点的连接"e" and "d"颠倒,连接输出节点"e"到负总线BN和节点"d"到正面巴士BP。

在没有从麦克风M导出的偏置电压的情况下,对切换驱动器D的输入是相等偏移的三角波,因此轴线之间的相等间隔,从而在节点之间开发方波电压波形"e" and "d"幅度等于电池电压大约两倍。

在这方面,将注意到,切换驱动器非常用作简单的极性反转开关。如前所述,来自麦克风M的音频信号移动轴线,从而导致输出电压开发的节点"d" and "e"作为脉冲调制列,调制构成脉冲持续时间调制的脉冲宽度。

如本领域众所周知的,只要振荡器频率是最高音频分量频率的至少两倍,所得到的频谱具有构成由麦克风产生的电压的传真表示的音频部分,如图所示以及从振荡器O引起的切换动作导出的超声波频率分量。

耳机E连接到输出节点"d" and "e"通过插入的滤波器F,滤波器F被设计为尽可能纯粹的诱导,以在节点处存在的超声波频谱的最低分量"e" and "d",并且对音频范围基本透明,或者可选地提供音频高频"tailoring,"例如已知在某些类别的听力缺陷的情况下已知的显着高频音频响应,或者在由电压源驱动时克服基本电感耳机负载的高频响应的固有下降。

开关驱动器D旨在在总线BP和BN和输出节点之间呈现非常低的开关阻抗"d" and "e",结果是,如果在输出负载之间"e" and "d"在切换频率下纯电感,在每半个周期中存储在滤波器F中的能量返回到系统电池B,以便从电池中耗尽最小的净系统电源漏极。


图2是图2的一种形式的振荡器电路的示意图。 1为D类助听器放大器

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接下来将更详细地考虑电路。图2是图2中表示为O的振荡器电路的一个版本的示意图。振荡器以三级环形振荡器的形式配置,每个级由两个互补的PMO和NMOS晶体管的开关杆组成,布置为PMOS上半极,例如。 P3和P4和下半极N3和N4。

在上半极的上半极,晶体管P3的源极连接到正总线BP,并且其漏极连接到P4的源极。类似地,在下半极中,N4的源极连接到负总线BN,并且其漏极连接到N3的源极。 P4和N3的漏极连接在一起以形成阶段P01的输出端子。

给定极的输入元件是相互连接的栅极,例如晶体管P4和晶体管N3。在该版本的振荡器和随后讨论的所有剩余电路中的所有晶体管是优选地调整具有通道阈值电位的PMOS或NMOS晶体管,使得它们以增强模式操作。

该杆的上半部和下半部的输入同时施加到P4和N3的栅极。驱动器晶体管P4和N3的漏极的公共互连驱动下一个阶段的输入,即驱动器晶体管P6和N5的栅极。因此,在操作期间,给定阶段的上极和下极的切换交替地用于充电和排出下一阶段的栅极电容。

第三极P03的输出通过线L反馈到第一极P01的输入,因此该配置包括环振荡器,其特征在于由输入的各个充电时间的总和所致的输出频率每个杆的晶体管,例如极P01的P4和N3,其又由由驱动台输送到驱动栅极的充电电流的大小,例如,I3。

基本上通过这三个级P01-P03从电池中汲取的整个电流由电流充电和排出各个输入门所需的电流表示。充电电流,并且因此通过插入在其各自的驱动器晶体管和信号接地的源之间的P3,P5,P7,N4,N6和N8的限流动作来控制振荡频率。电池总线BP和BN。

它们分别控制上半极电流流动的有效性,由线LP和LN提供的公共栅极偏差控制。因此,调整这些偏差将改变振荡器频率。

随后被讨论,希望振荡器的频率在制造过程中可调节到预设值,这取决于由耳机E和滤波器F表示的输出负载的特性。在实现实质的简化中图2的电路。 2通过采用双电流镜将每个开关极的上半部和下半部的切换电流控制到基本相同的值,并通过单个电阻控制该值,该值可以在制造期间修剪到永久建立的值以设置频率到所选值。

在图1的电路中。如图2所示,这是通过采用晶体管P1,P2和N1的一对电流镜来实现的。第一电流镜包括与电阻器R1一起操作的晶体管P1和P2。晶体管P1的源极连接到正总线BP,其栅极和漏极互连并经由电阻器R1返回负总线BN。

通过改变电阻器R1的值,通过第一晶体管P1以所选择的值建立电流I1。具有连接到正交总线BP的源极的晶体管P2,并且其连接到P1的栅极,因此具有与P1相同的栅极 - 源极偏置,因此重复电流I1的值作为提供给负载的I2由N1的漏极表示,晶体管N1具有连接到其漏极的栅极及其源极连接到负总线BN以用作第二电流镜,如下所示。

由于P3,P5和P7的源连接到正总线BP,因此源于上半极电流I3,I4和I5,并且它们的栅极连接到P2的栅极,它们的栅极 - 局部偏置与P2的偏差相同,并且在其具有基本上凹进的信道特性的程度上,在充电过程期间这些电流将是相等的。

模拟,由于下电流调节器N4,N6和N8都具有连接到负总线BN的源极,并且它们的栅极连接到N1的栅极,它们的栅极到源极偏置与N1的栅极相同,如图所示I2,并遵循这些电流也等于I2。

由于I2是I1的副本,因此,在先前所说的限制内,获得了必要的结果,因为每个极的上半部和下半部的充电电流彼此相同,并且在所有三个中基本相同阶段。通过改变电阻器R1,所有六个电流保持在基本相同的值,由此整个系统的振荡频率由单独的一个电阻确定。在振荡器D电路的输入中保护DIODES D1和D2在添加电路中以提供栅极的静电保护。

振荡器的输出取自晶体管P8和N7的互连漏极,并且呈大致方波的形式。

晶体管P9和N9包括传统的互补对切换缓冲电路,该电路由振荡器驱动,并驱动逐两个触发器FF,该元素是传统设计。以这种方式,即使电流控制振荡器的输出不对称,也可以获得几乎精确的50%的占空比。

触发器FF的输出驱动互补的对CMOS缓冲晶体管P10和N10,以在输出处提供相对低的输出阻抗和最小上升和下降时间(参见图1节点"a")振荡器电路。


图3:是D类助听器放大器的替代振荡器电路的示意图

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振荡器电路的另一个空调如图2所示。 3.与图3的先前的Osillator方案相比。如图2所示,它是分析的驾驶员晶体管系统,具有用于频率控制的受控源退化,图2的电路。图3包括CMOS三级环形振荡器,如以前,但其中每个半极极被配置为具有有源负载元件的共源放大器。

电路与图1的电路相同。如图2所示,除了每个极点的输入是驱动器晶体管P3-N4,P5-N6和P7-N8的栅极的公共互连,并且电流控制偏置线LP和LN连接到P4的栅极, P6,P8和N3,N5,N7分别。

因此,参考图1。如图3所示,P3是驱动P4源的接地源驱动器。施加到P4的栅极的可控偏压通过线LP将半极充电电流控制到下一个阶段的栅极。类似的考虑适用于下半极元件N3和N4。这种电路的主要优点在于在给定频率下较低的充电电流,因此电池漏极耗尽。

由P5和N6的栅极表示的充电电容从驱动器晶体管P3和N4的输出有效地隔离,结果使得它们不会通过反馈反射回,以引起P3 AD N4的栅极处的显着输入电容。这与图1的电路相反。如图2所示,其中这种反馈动作(米勒效应)仅被源退化产生的增益降低部分偏移。

由于作为预先讨论的,构成振荡环的三极的主电流漏极是栅极充电电流,所以对于给定频率,Cascode振荡器比图1的电路更电流有效。 2在给定频率的振荡频率。

电流镜系统控制负载晶体管的栅极,例如。 P4和N3,通过偏置线LP和Ln控制充电电流,如前所述,涉及晶体管P1,P2和N1的双电流镜。由于驱动晶体管P3和N4切换到高度导电状态"on"与其负载P4和N3相比的条件,它们可以忽略不计的源区降滴,并且负载晶体管的栅极到旋转电压非常重新复制相应的电流调节器P2和N1的电压,再次导致基本上所有阶段的等于半极电流,电流再次由R1的值控制。


图5:是用于D类助听器放大器的电压控制振荡器的改进电流偏置电路的局部示意图



由于在两个振荡器电路中,可调节频率确定元件是单个电阻器,因此清楚的是,上述原理的更一般应用允许仅通过更换图1和图2的电阻器R1来制造电压控制的振荡器。如图2和3所示,如图2所示,诸如如图1的局部电路所示的场效应晶体管T。图5修改图1和图2的双电流镜。 2和3。

通过使控制电阻元件,电阻和振荡频率使得源极 - 漏极路径可以通过应用于节点的潜力来改变振荡频率"g"连接到门。然而,对于助听器,优选使用该元素的可调固定电阻,因为频率一旦建立,不需要变化。

将随后讨论管理频率最佳选择的考虑因素。

无花果。图4示出了偏置积分器I,切换驱动器D,滤波器F和图1的相关耳机负载E的示意图。 1.互连节点"a", "b", "c", "d", "e" and "f"图1和图2。图1中的图2和3类似地标记在图1中。 4.节点处振荡器的方波输出"a"通过电阻R4进给电容器C2集成,使得在节点处产生大约三角形波形"c".

CMOS电路的优点是卸载的电压降"on"晶体管基本上为零。因此,振荡器缓冲器的开路电压,如节点所示"a",从地面(负电源)摆动到正供应。节点上的近似三角形波形"a"因此将是对称的并且具有在电源电压的一半的几毫升中的平均值,如果(1)两个缓冲晶体管P10和N10(图2和3)的输出电阻是良好匹配的,或者与通过集成电阻R4呈现的负载电阻相比,小; (2)电阻器R2和R3均匀; (3)节点上没有音频信号"b".

比较器由与图1和图2的振荡器输出缓冲器P10和N10类似的方式连接的PMOS晶体管P20和N20的互补的PMOS晶体管P20和N20形成。如果P20和N20具有相同的阈值电压,则"decision voltage"在比较器输入"c"将等于电源电压的一半。

在这些条件下,节点的三角波形"c"在通过加速CMOS切换反相器P21-P27和N21-N27的放大和剪切之后,在节点处导致50%占空比的对称方波输出"d",节点的互补输出"e"。由互补的开关晶体管N21和P21组成的逆变器阶段提供了在节点处进行输出电压所需的必要反演"d"与节点的相位"a".

由于倒置了这两个阶段,因此在节点之间产生的峰到峰值电压"d" and "e"因此,在负载上,基本上是电池电压的两倍。

因为占空比为50%,在节点处"d" and "e"如上所述,这些节点中的每一个的平均电压将等于电源电压的一半。如果在两个输出之间放置耳机,则连接到节点"d" and "e",平均值,即净D.C.,通过耳机的电流为零。

在实际情况下,PMOS和NMOS晶体管P20和N20的阈值电压将不完全相同,使得比较器判定电压不会等于电源电压的一半。随着电路如上所述,结果将是输出占空比不等于50%,并且耳机E中的不期望的大净直流电流,随后的效率损失,可以在零音频信号条件下产生。

然而,如果期望整体式CMOS芯片的生产中最大的产量,则可能需要容纳从电源电压的三分之一到三分之二的比较器判定电压的大量范围。这可以通过调整由电力总线BP和Bn连接的R2和R3形成的补充输入偏置网络来完成,以提供所选择的D.C。在他们的关节节点处的潜力"b",这种潜力用于偏置积分器输出端子"c"通过电阻R5到所选值,从而向阈值电压提供所需的容纳到生产变化。

可以修剪电阻器R2或R3,例如。通过激光修剪,建立适当的偏压。

如果现在在输入节点上添加音频麦克风信号"f",该信号电压将在节点上添加到三角波电压"c", shifting the "axis crossings",节点的互补方波输出"d" and "e"将不再有50%的占空比。随着电路适当调整为零的D.C.信号输出在没有音频信号的情况下,在节点处应用这种音频信号"f"将导致节点处的方波输出占空比"d" and "e"以比例方式更改,结果是节点之间的平均电压差"d" and "e"并且通过耳机E的信号电流将与输入信号波形线性相关,如D类放大器的技术人员的技术人员所理解的。

重要的是要注意,这种类型的D类放大器在小信号条件下固有地线性,完全不含通常表征大多数B放大器的交叉失真。 D类操作中的非线性通常仅用于极端信号。

如果耳机E直接连接在互补输出节点之间"d" and "e",切换频率处的交流电将流过耳机线圈。如果在这些节点处的负载的阻抗纯粹是电感的,并且"on"输出开关的电阻可忽略不计,由于该交流电流导致的电池上的净漏极是零,因为在一部分波形期间存储在耳机线圈的电感中的能量将在后续后返回电池部分。

然而,在实践中,磁性结构中存在相关的涡流损耗,这些损耗随着频率而增加。然而,如果具有铁氧体或粉末芯的补充低损耗电感器与耳机串联插入,然后将发生这种损耗的显着降低,通过将超声波动力分量反射回电池来增加系统的功率效率。这是图1中所示的滤波器F的主要函数。如图1所示,并且如图1的L和C3所示。 4,如将讨论的。

在实践中,由耳机输入呈现的开关频率阻抗是具有一些损耗并由线圈的绕组电容分流的电感器的电感器,因此,为了以前说的原因,仅输送的一部分能量开关频率的耳机线圈将返回电池。

存储在绕组间电容中的能量,该能量是在每个开关转换时几乎立即存储的能量,以在输出晶体管的电阻中耗散。幸运的是,利用低阻抗耳机,可以使绕组电容相对较小,因此通常是总能量损失的可忽略部分。

如果耳机的有效串联电阻相对于频率是固定值,则将开关频率提高到适当的高值可能导致耳机向上面的驾驶员呈现更近乎电感的负载开关频率。

预期从这种方法获得的优点是在某种程度上是有限的,因为耳机输入阻抗中的耗散术语不是恒定的,但频率增加而上升。这种升高通常小于具有频率的线性,并且在足够高的频率下阻抗基本上是电感的。

因此可以通过增加开关频率来实现由负载耗散产生的电池漏极的减少。

这种减少偏离稍微偏离,因为提高开关频率向平均电池漏极增加另一个贡献,因为所有栅极电容都以与频率成比例的速率充电和放电。在实践中,使用可用的耳机和传统的6-7微米金属栅极栅极电栅CMOS技术,约100kHz的频率导致由图1的振荡器表示的电路的约140微孔的空转电流。图3和图3的电路。 4带有600欧姆的助听器耳机直接跨节点连接"d" and "e"。在这种布置中,耳机性能用作过滤器。

通过插入由串联电感器L和分流电容器C3组成的适当配置的无功滤波器,可以通过插入所示的正确配置的无功滤波器来固定对怠速电流值的改进。电感绕组是美国专利No.4,522,587中公开的超显型低损耗。发给Carlson和Pyle的3,182,384号。

电感器绕组承载在铁氧体芯上,整个电感器L占据大约0.0003立方英寸的体积。放置在电感L的值下方的条件是由电感器L和耳机E的串联组合以所选择的开关频率呈现的阻抗基本上是电感的。

并联电容器C3采用耳机周围的开关谐波及其耗散损失。这允许使用物理上较小的电感器,因为可以相应地降低开关频率的电感电抗。

如果以所选择的振荡器频率适当地尺寸,则滤波器可以设计为在音频频率下呈现可容忍的串联和分流插入效果,并且在开关频率和上方呈现所需的感应负载。

利用标称600欧姆微型耳机的L,0.1 microfarad的L,0.1微小的值为40kHz的值,与未过滤的100相比,观察到振荡器频率为40kHz的总空转电流。先前描述的KHz配置。

这也将与用于助听器应用的廉价的商业类B电路中的500微孔或更常规地区的典型空转电流进行比较。低聆听级别的D类放大器的音频质量的特征在于总谐波失真含量约为0.5%,并且在500赫兹110dB的变形中的声压水平上升至大约5%。

所引用的畸变水平均低于语音和音乐声音的可听性,正如PP的一定长度所讨论的。66-75公开设计和评估高保真听力助剂,由Mead C. Killion(西北大学博士)。论文,6月,1979年,大学微杂物#7917816,安娜堡,密歇根州。

因此,这里描述的D类放大器可以在最高保真助听器中使用,而不会听到再现的再现声音。

选择电感L和电容C3的特定值,以便在大约3千赫兹的耳机响应的故意增强。由于切换驱动器的输出近似于阻抗的忽略阻抗的电压源,因此耳机E的前述电感特性导致耳机阻抗以频率升高,使其声功率输出在较高的音频频率下降。

所采用的耳机的阻抗可以在较高音频频率下近似为约30毫安的串联的电感,其耗散元素为几百欧姆。通过在大约5千赫兹的电容器C3处谐振耳机E和滤波器电感L的并联组合,将增加的驱动电流提供给网络的耳机分支,导致高频响应的显着增加。

与没有谐振电容器C3的电路相比,上述值导致大约3千赫兹的输出增加约3千赫兹。因此,滤波器电路用于将切换谐波功率返回到电池的双重功能,并改善与所选频率的负载匹配的阻抗,以定制音频响应。

因此,已经描述了D类D助听器功率放大器电路,其不仅与传统的B类系统相比,不仅可以在低信号电平下提供音频信号失真的预期减小,而且还以减小的空转电流运行。如本领域技术人员所示,由图1和图2表示的电路。通过诸如芯片载体本身上的释放电阻器R1-R5的众所周知的单芯片技术,可以通过众所周知的单芯片技术来制造图1,2,3和4,以修剪到规定值,并且仅用电感器L和电容器C3。作为离散组件。

另外,消除了对耳机和驱动器之间的串联阻塞电容器的需要,而不需要在B类系统中通常遇到的昂贵或空间消耗的平衡电路。具有可选滤波器电感器L的整个功率放大器占总体积的0.007立方英寸,滤波电容器C3占据琐碎体积。

除了输入耦合电容器C1和由L和C3组成的输出滤波器之外,所有离散元件R1至R5和C2,如图1和图2所示。如图2,3和4所示,具有适合于整体集成电路或其相关载体的值。

在一个实施方案中,所有上述离散分量R1-R5和C2都被烧制在0.005英寸厚的陶瓷基板(芯片载体)上使用"thick film"技术。电容器C1的值为0.01微烷渣,随时可用为0.018英寸厚度0.050英寸×0.040英寸芯片电容器,其可以容纳在耳机外壳内或包括在助听器的传统前置放大器的一部分的其他地方。

电路部件的其余部分包含在粘合到厚膜混合电路的定制单片式CMOS芯片上。由于来自一个晶片的大多数芯片具有类似的判定电压,因此通常必须仅在任何给定的生产批次上调整R2或R3,而不是两者。


图6:是配置成在耳朵中佩戴的代表性助听器的图形视图,与其相关联的助听器作为内部模块化元件,如示意图的翻盖,麦克风,电池,麦克风预放大器,a功率放大器,以及通过管连接到端口的接收(再现换能器),其被配置成适合D类助听器放大器的耳道内部



无花果。图6示出了包含在壳体10内的完全助听器,其代表本放大器设计用于改善的助听器。壳体10包含以符号形式的虚线轮廓所示的元件,该元件包括麦克风12,电池24,麦克风预放大器14,功率放大器16,包括换能器18的耳机(接收器),所述管20连接到其输出点,管20又连接到助听器输出端口22,当壳体10正确插入时,助听器输出端口22设置成与耳道通信。

图2中所示的组件包括:图6示出了相对于壳体10基本上咬合,以便在隔离位置显示它们。在实践中,它们非常紧密地彼此放置,并且基本上填充壳体10内包含的整个可用体积。

特别地,功率放大器16和换能器18本身占据大量体积。


图7:至图16是D类助听器放大器的高位式最先进的微型B类功率放大器的平面图



通过将代表性的最先进的B级放大器进行比较,通过线性技术公司(Elk Grove,Minn.)和所示,可以通过比较模型LTI-549来获得这种助听器中尺寸问题的一些估计。在图1中的两个视图中。与图7和8相比,与图7和8中所示的两个视图相比。图9和10表示其相关壳体中最先进的耳机换能器的整体轮廓。

所示的示例是BK1600的型号,由Kangles Electronics,Franklin Park,Ill而制造,并且是U.S.Pat中公开的接收器的修改版本。美国专利号3,588,383。所有图形,图图7-16所示,由图纸中的缩放线表示的常见相同标度。

特别参考图1和图2。如图7和8所示,由数字24所示的B类放大器包括安装到芯片载体26的放大器芯片28,并且还具有安装在其上的两个相关的反馈电容器30-30。 B类放大器的一般总体尺寸约为0.090".times.0.250".times.0.300".

特别地,电容器30-30占据了大量的放大器系统24,然而,应该认识到该放大器另外包含前置放大器,并且电容器与整个放大系统的稳定相关联。

因此,图1和2中所示的B类放大系统之间的尺寸比较。图7和8和图7和图8中所示的元件。 11-16仅供参考。

图1和图2的B类放大器。将图7和8与图7和图2中所示的接收器32进行比较。如图9和10所示,包括接收器壳体36的接收器,内部设置的换能器通常在虚线轮廓40中示出并且与弹性电枢元件42相关联,壳体通过隔膜壁分成上腔室50和48分为上腔室50和48 46。

信号输入到端子38的应用致动换能器电动机40以移动电枢42,电枢42通过装置(未示出)耦合以致动膜片(也未示出)在隔膜壁46上方设置,以产生声音输出在上腔室50中以通过端口52传送到接收器的输出34。

图。如前所述,如图11和12所示,以与图1和图2相同的刻度。 7-10。它们示出了D类放大器组件,通常表示54并由支撑在其上表面上的芯片载体60组成,CMOS芯片在虚线轮廓62中示出并由封装56完全包围。

外围金属化端子58用于引线连接。电阻器R1-R5和电容器C1是在芯片载体60上制造的离散部件,并且在封装56下方,因此是不可见的。 D类放大器组件54的整体尺寸约为0.30".times.0.155".times.0.095".

图。图15和16示出了图1和图2的放大器组件54的优选位置。如图11和12设置在接收器壳体36内,并安装在换能器电动机组件40的左侧壁上。

图。图13和14示出了沿着前面提到的卡尔逊 - 庞格专利中公开的原理建造的电感的类似缩放视图。电感器通常被指定为64,并且由具有设置在其一条腿上的卷绕68的闭合框架66组成。同样,参考图1和图2。参照图15和16,可以看出,电感器64可以容纳在接收器壳体36内的电枢42的一侧。

还应注意到图1和图2也将注意到。 15和16,附加终端38'已经提供以容纳通过将两个元件54和64放置在接收器壳体36内部的增加的端子要求。就如本文所述的电路而言,仅三个端子38'是必要的,两个用于电池电量(一个用作地面),一个用于信号输入。

因此,不仅可以产生降低的低电平失真特性和非常低的空转电流的功率放大器,而且还可以证明可以将放大器安装以及在状态下的可选节能电感器安装。艺术品耳机外壳。如参考图1所示,可以容易地容纳在与电感器64的位置缀合的位置容纳在与电感器64的位置上的位置上的可选附加的滤波器元件电容器C3。 15.


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