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光学距离测量

这个项目， 光学距离测量 from 1993，通过测量反射光束光束的相位差，如何测量高达1微米的距离。

使用激光二极管或发光二极管的光束被反射了物体，并且将反射的光束与透射光束进行比较。两者之间的阶段差异允许对OBETC之间的距离测量到1至10微米之间的精度。

光学距离测量执行摘要

一种光束编码器，用于测量线性路径上的绝对距离，其具有至少由增量光学编码器提供的精度，而是通过光学线性编码器可以容易地通过光学线性编码器难以提供足够长的光学刻度来实现更长的范围必要的准确性和解决方案。

光束编码器提供的分辨率约为1-10微米。高频幅度调制光束由设置在待测量距离处的反射器反射，并且确定反射光束的相滞可以提供距离的绝对测量。

编码器将由相位锁定环产生的本地振荡器信号与参考振荡器信号和距离信号两者混合。因此，外差混合器提供两个低频信号，这些低频信号保持两个光信号之间的相位滞后。在一个优选实施例中，通过在使用线性和非线性滤波和平均算法的微处理器接收到低频信号的若干周期的微处理器来实现相位滞后的高分辨率计算。

光学距离测量的背景

已知光学玻璃刻度线性编码器通过检测通过线性延伸玻璃秤的光反射或传输的光来测量沿线性路径的距离。由于难以提供具有必要的分辨率和精度的难度，因此可能限制这种编码器操作的距离范围。

另一种类型的线性编码器是激光干涉仪。虽然这种类型的编码器通常提供高精度和分辨率，但是这种编码器需要相干辐射，波长稳定激光器非常昂贵，这取决于干扰循环的增量计数，并且不提供作为基准点的零参考索引。

已知电子距离测量系统（EDM）用于测量相对长的距离，例如在陆地测量中。这些系统通过使用激光器或发光二极管产生幅度调制光束，并通过从反射器返回的光束的相滞后确定距离。

通过从发射光束到接收的光束之间的交叉之间的时间时钟增量计数时间时钟增量来测量相位滞后，提供约一毫米的分辨率。首先使用低频调制进行粗略测量，然后进行更高的调制频率，以获得所需分辨率。

已知的EDM系统能够实现非常高的分辨率，并且EDM使用不需要更高的分辨率。

光学距离测量概述

光束编码器在线性路径上测量绝对距离，其精度至少由增量线性编码器提供，而是比光学线性编码器容易实现的更长的范围。通过本光束编码器可实现的分辨率约为1-10微米。

高频幅度调制光束被设置在待测量距离处的反射器反射。反射光束提供高频相移距离信号，相位滞后表示光束源和反射器之间的距离。

编码器将由低频参考信号和高频相移距离信号的低噪声，锁相环产生的本地振荡器信号混合。相位差被保留在由此产生的低频信号中。为了实现编码器目的所需的高分辨率，从两个低频信号的几个周期的时间延迟和周期的测量计算相位滞后。

为了实现编码器目的所需的高分辨率（1-10微米），通过信号感测到基本电路噪声水平和组件稳定性水平，需要在响应速度和最终分辨率之间进行最佳权衡。一个实施例提供了自适应数字滤波，其具有在高输入速度下的中频分辨率的快速动态响应，但随着运动减慢以进行最终沉降而切换到更高的分辨率。

本设计使用例如通过激光二极管或发光二极管产生的光束。更一般地，任何准直的光束都可以在本设计中使用，因为它是幅度调制光束的相位，而与相干光波长相位相反，与光束编码器的性能相关。

设计的编码器包括拐角反射器，该角射器沿着测量路径移动，以及用于接收由角射器反射的激光束的检测器。激光束源由参考振荡器信号调制幅度，并且检测器将反射的光束转换为相对于参考振荡器信号的相位的相移β的高频相移距离信号。

在一个实施例中，光束编码器包括RF部分，其提供参考振荡器信号，本地振荡器信号和低频相位参考信号。

还提供了一种外差部分，其具有接收高频相移距离信号和本地振荡器信号的混频器，并产生低频距离信号，以相位移动与高频距离信号相同的量。低频距离信号耦合到稳定的高分辨率交叉检测器放大器（CRA），其产生具有高分辨率转变的方波信号。

测量部分包括接收低频距离方波信号，相位参考方波信号和高频时钟信号的时间间隔计数器，其可以源自高频参考振荡器信号。时间间隔计数器不断地对时钟信号进行计数，并在两个方波信号的两个方波转换时刻锁存计数值，将计数数据发送到微处理器部分。

微处理器部分接收时间即时数据并将相位角β计算为参考和距离信号路径之间的循环周期的延迟之比。缩放和滤波冗余和平均计算以提供高分辨率距离信号。如果需要，计算还可以提供来自周期性重新校准的补偿校正，并且从指示在光束速度上改变环境影响的空气密度换能器。

光学距离测量的描述

参考图1。如图1所示，用于在线性路径上测量距离的光束编码器10包括RF部分11，激光编码器部分26，外差部分40，测量部分24和微处理器部分60.拐角反射器34附接到a设备位于距参考位置的距离d处，在其中测量距离d的位置。

更具体地，拐角反射器34根据具有待编码距离的装置沿着线性路径移动。通过确定朝向和由拐角反射器34反射的幅度调制光束的相位滞后来测量距离，如将描述的。

参考编码器部分26，光束在具有C = 3×10的速度的总距离2d上行进.10⁸ 仪表/秒（空气中的实际速度略少，并用空气密度传感器补偿）。因此，路径上的光束的运输时间将是：

例如，如果d = 1.5米，则运输时间变为10^-8 秒，或10纳秒。如果幅度调制频率为100MHz，则在10纳秒的时间内，将在接收器处看到360°的相位滞后。对于较小的距离，阶段滞后变为：

要检测到10微米分辨率的距离增量，必须可检测到相应的相位滞后： 这是100次。较好的分辨率比土地测量EDM为一毫米分辨率所需的分辨率。可以选择其他调制频率和分辨率要求，例如：

__________________________________ f dΔdΔb______________________________________________________________________________________________________________________________cy 10 um .0018°300 MHz 0.5 m / c um .00072°______________________________________

通过这种设计的新技术实现了稳定的，高分辨率的小相变的感测。可以通过使用众所周知的众所周知的具有非常低分辨率编码的多个周期跨度扩展编码器操作范围"V" or "U"使用光束编码器高分辨率距离读数扫描逻辑。

通过从100MHz到10MHz的参考振荡器的周期性切换，通过从100MHz到10MHz，从而在光束编码器内完成优选的实现，从而提供10.倍。 1.5米的工作范围，或15米。

RF部分11包括用于提供参考振荡器信号F的参考振荡器12₁ 具有参考阶段，例如零度。提供锁相环混频器，并包括相位检测器14，滤波器16，电压控制振荡器（VCO）18，混频器20和交叉检测器放大器（CRA）22。

交叉放大器22（以及下面讨论的交叉放大器44）提供用于检测低电平电压交叉并产生非常快速的回转转换的信号转换。用于结合图4讨论整体编码器操作的目的。如图1所示，应假设信号F的稳态参考阶段₁ 实际上是零度，如图所示。

任何噪声对参考振荡器信号F相的影响₁ 下面将结合图4讨论编码器产生的信号的其他结果。 2。

参考振荡器信号F.₁ 是高频信号，例如100MHz，并耦合到分配器24，其划分参考振荡器信号F的频率（和相位）₁ 由一个因子n，例如n = 150,000，以提供信号f₁ of frequency f₁ /N.

锁相环的相位检测器14接收信号F.₁ 过滤后，连接到VCO 18，该VCO 18产生本地振荡器信号F._2. 混频器20接收信号F. ₂ 和参考振荡器信号f₁ 并产生滤波差分信号（f₁ -f₂₎ 由输出f的交叉放大器22平方₂ 馈回相位检测器14。

因此，F的频率和阶段₂ is made to track F_1, 在666.7 Hz。信号f的稳态阶段₂ 理想地锁定在参考振荡器信号F的位置₁ 因此，理想地是零度，如图2所示。 1.信号f的频率₂ 与信号f有关₁ by the relation:



参考信号的任何相位噪声F₁ 在本地振荡器信号F中再现₂ 在锁相环动态响应的带宽范围内。因此，随后的外差混合 ₁ 和 f₂ 为了确定距离阶段滞后将最小化差分相位噪声。

此外，源自VCO 18内的任何相位噪声在相位锁定的环路中馈送通过混频器20，因此被抑制。注意，在具有传统锁相环的现有技术系统中，信号分频器耦合在VCO的输出和相位检测器的输入之间的反馈关系中，因此，本地振荡器噪声不会抑制，也不是阶段参考信号F的噪声₁ 在信号f中再现₂ 用于在外差混合中取消。

混频器20优选地使用高速四象限模拟乘法器来实现，该乘法器接受两个正弦波信号F.₁ 和 f₂ 并生成具有总和和差异参数的输出正弦波。通过滤波器（未示出）消除求和频率波，在差频和差阶段处留下正弦波。

模拟乘法器混频器不会产生可能均偏离差频交叉的任何其他显着谐波。无花果。图2更详细地示出了来自参考振荡器和本地振荡器的相位噪声基本上减小了相位噪声。参考振荡器的稳态阶段被拍摄为0°，因此任何噪声都标记为θ_1, as shown.

VCO输出阶段θ₂ 跟踪输入阶段θ₁ 并抑制VCO相位噪声，使得对混频器20的两个输入在相位几乎相同。因此，只有差分相位噪声应该出现在混频器输出端。

混频器输出是最小相位噪声和差频的正弦波（F₁ -f_2), 或6662/3 Hz。典型的幅度为0.1伏，导致约4μV/ 10纳秒的交叉斜率。在该优选实施例中，10纳秒对应于0.0024°的相增加，并且一个距离分辨率增量为10μm。

必须在稳定，高增益，低噪声放大中保留该交叉瞬间。混频器20之后是特殊功能的交叉放大器22，以实现该要求。




无花果。图3提供了交叉放大器22的功能示意图。混频器输出是耦合到前置放大器76的输入的正弦波电流，其具有调谐到差频率667Hz的升压变压器。选择升压因子和电路加载以提供最佳的交叉到噪声比，包括考虑前置放大器输入噪声源。

前置放大器76必须提供高增益，没有饱和瞬变和最小噪声。前置放大器必须非常快，并且由于信号从两个方向接近交叉瞬间，以便从饱和度迅速恢复。这样的阶段将涉及高频高斯噪声，然后必须在滤波器78中最小化，但是有足够的带宽在从饱和轨道的偏移之间的短途突出之间的线性放大的短暂持续时间内通过交叉瞬态。

在一些应用中，前置放大器可以是稳定的斩波器，以防止改变的DC偏移偏置交叉瞬间。滤波器输出耦合到比较器80输入端子，其中，在交叉区域中的进一步线性增益，输出方波形成有非常高分辨率的转换时刻，以便根据编码器应用要求定义交叉速度。

特别注意，前导型输入处的信号仍然是具有最佳信噪比的线性正弦波，但在转换时具有相对较慢的电压率。从信号上的这一点必须直接耦合以使转变瞬间独立于随后的饱和信号的任何不对称。

同样非常重要的是使用差分信号耦合和放大从混合器输出到比较器输出，而不是单面传输，而不是易受共模偏置和噪声效应的单面传输。因此，交叉放大器22提供了在微伏范围内的纳秒和偏移分辨率的时间分辨率的时间分辨率提供高增益，低噪声感测。

输出转换的时间抖动成为噪声幅度与交叉电压率比的直接函数。例如，2微伏rms的噪声幅度和4μV/ 10纳秒的信号交叉速率将导致5纳秒的时间抖动。噪声可以是来自电子实现的随机高斯类型和非随机的全身噪声。

下面描述随后的数字滤波和平均实现距离相位角的高分辨率计算。

再次参考图1。如图2所示，外差部分40接收本地振荡器信号F.₂ <θ₂ 从RF部分11以及相移距离信号F₁ <θ₁ -β从激光编码器部分26.混合器42和CRA 44用作RF部分中的混合器20和CRA 22，产生高分辨率方波F.₂ <θ₁ -θ₂ -β现在包括与距离D成比例的相移β。

注意，这两个方波和参考方波F₂ <θ₁ -θ₂ 包含残余差异相位噪声（θ₁ -θ₂₎ 与θ相比，这是较小的幅度₁ or θ_2, 完全是因为上面描述的混频器类型锁相环。

随后确定这些信号之间的相位差β进一步降低了计算距离输出时的相位噪声误差。




无花果。图1示出了耦合到测量部分24的两个平方波，其中所有转变瞬间被连续地测量并传递到微处理器部分60.图4是高速时间间隔计数器30的框图.2位计数器88响应于时钟输入信号连续运行。

在优选实施例中，时钟信号源自参考振荡器信号F._1, 在100 MHz。计数器88优选地由摩托罗拉ECLP或其他高速ASIC器件实现。计数器88的并联输出被母线被汇定到一对高速闩锁，90和92，其通过来自CRA 22和CRA 44的两个平方波的连续转变交替实现。

在图中。如图4所示，来自CRA 22的方波标记为REF CRA，来自CRA 44的方波标记为DIS CRA。随着计数器88的并联输出，双方波的状态被锁定到闩锁90和92中。

在锁存选择器86中，使用XORAS信号以触发锁存器90和触发锁存器92的补体XORED信号，在锁存选择器86中将信号锁定到锁存器90和92中。触发信号和补码也同步到时钟信号，但在相反的转换中需要进行计数器增量;这确保了输出锁存时的计数器不在转换的中间。

锁存器的输出，每个锁存器具有用于锁存CRA状态的24位锁存计数和2位，被馈送到4：1多路复用器94中。多路复用器94提供16位输出，以及四个选择中的每一个输入选择也是16位宽。通过来自微处理器部分60的控制信号确定多路复用器94的输入选择。

微处理器按升序扫描输入选择，使得来自锁存器90的最低16计数位是首先。接下来选择的是来自锁存器90的较高的8计数位，以及代表性CRA状态的2位。不使用此输入选择的其他6位。第三多路复用器输入选择是来自锁存器92的最低16计数位。

最后选择的是来自锁存器92的较高的8计数位，以及相关的CRA状态的2位。还没有使用最后一个输入选择的6位。图中的一部分。图4概述了多路复用器输入（数据）选择。

注意，在优选实施例中，到多路复用器94的间隔计数器使用ECL信号。多路复用器94的输出使用ECL-TO-TTL转换器38改变为TTL信号，以与微处理器部分60接口，因为使用TTL信号操作非常广泛的微处理器。

此外，来自微处理器部分的多路复用器控制信号使用TTL到ECL转换器39从TTL信号改变为ECL信号。使用ECL信号和时间间隔计数器中的组件的原因是提供最快的计数和锁存。




微处理器部分60几乎可以是具有适当接口逻辑到时间间隔计数器，环境传感器和读数的微处理器。无花果。图5是示例性微处理器部分60的框图。在优选实施例中，微处理器46是德克萨斯乐器TMS320C30数字信号处理器。

实现用于时间间隔数据的扫描的程序代码输入环境数据，并执行用于计算距离的算法，以及将计算出的距离传递到读出接口108中，包含在程序存储器104中。微处理器提供了一种25 MHz时钟，在优选实施例中可以衍生自F.₁ 通过分频器100。

存储器地图解码器98提供微处理器46，其具有与时间间隔计数器30的接口以及环境传感器。时间间隔数据，加上相应的CRA状态由微处理器46轮询通过多路复用器输入选择，然后读取相关的时间间隔数据（如图4中所示），通过微处理器46轮询。

通过存储器映射解码器106，微处理器46可以访问读出接口108.在优选实施例中，读出接口将计算的距离数据传递给PC 110.虽然可以连接适当的接口，但是任何计算机都可以连接，该示例是指IBM兼容的电脑。




无花果。图6示出了参考和距离方波的时序图，并且示出了在存在噪声存在下计算相位角的有效算法。时序图显示了参考波F的两个周期₂ <0°和滞后距离波f₂ <β°.

为了清楚起见，滞后显示在大约90°处，但可以是从零到整个循环的任何量。过渡时刻标记为r₀ to r₄ 对于参考波和d₀ to d₃ 对于距离波。在每个过渡时，锁定反击读数并传递到微处理器部分。

绝对计数值是不重要的，因为延迟和周期周期的计算都是由差异读取的。所有转换均在任一方向上受到噪声偏移。在每个循环中，有两个间隔，其中可以测量时间滞后：从上升沿到上升沿并且从下降沿到下降沿，如阴影区域所示。

为了从简单的时间延迟区分阶段滞后，计算由每个延迟间隔与来自两种测量波形的封闭周期周期的比率进行。因此，在每个循环中计算并平均四个相滞后样本，以最小化噪声和偏移效果，参见图4。 6。

此外，超过循环的附加平均为减少读出速率的费用提供额外的滤波。在所述实施例中，方波频率是667Hz，每个循环处的读出将导致相同的奈奎斯特带宽为333Hz。许多电流应用可以提供超过8个循环的平均，其提供低误差扩散的几微米RMS和每十二毫秒的读出。

在需要的情况下，可以从带递归数字滤波的微处理器提供更高分辨率的进一步平滑，并且相应较慢的响应时间。

这里在量化数字分辨率之间进行区分，例如在量化的数字分辨率之间。所描述的实施例的10μm，以及特定模型编码器的预期噪声误差扩展。没有噪声，任何数字信号都会涉及均匀分布之间的量化误差。+ - 。0.5 Quanta，相关标准偏差约为0.3 Quanta。

如果信号涉及其他噪声，则应单独指定，并且可以具有基本量化误差的根和平方。上面的光束编码器中的噪声权衡讨论不指的是数字量化。

另一个微处理器任务是将距离输出数据缩放到对应于一个完整的调制周期的实际跨度。在所述实施例中，该距离为1.5米，假设速度为3.10⁸ 米/秒。实际速度取决于环境空气密度，并且是温度和压力的函数。

实际的一个循环距离跨度是 其中Δt=（t-59）°F.，Δp=（p-29.92）0.1"H_g 温度和压力传感器感测这些空气变量的环境值，向微处理器传输，并将正确的跨度乘以相位滞后比以产生距离输出。

其他实施例可以利用该缩放特征。可以自动地或手动地将光束切换成固定的准确已知的参考光路，以用于校准目的。可以将所得到的距离输出与已知的参考路径距离和校正因子进行比较。

另一实施例可以在计算距离输出上提供基本上增加的滤波，以便在距离读出中实现更高的分辨率，但是这种滤波限制了对快速改变输入运动的动态响应。自适应系统是通过从未过滤的距离信号（微处理器将通过经过的时间分割连续距离读数）来实现的自适应系统，然后在输入运动减慢以进行最终定位后，仅在高分辨率中切换额外的滤波。

利用这种自适应滤波特征，LBE可以成为快速响应伺服系统中的位置反馈元件，仅当最终目的地附近的速度降低时，只需要损害。

在不脱离本发明的本领域技术人员的情况下，本领域技术人员将发生其他修改和实施，而是如声称的设计的设计。因此，除了如下权利要求中所示，上述描述不旨在限制设计。

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